TS-2000 シリーズが生産終息に

中部特機産業 金沢店さんのブログによると、とうとう
Kenwood TS-2000 シリーズが2018年3月末をもって生産終息
となるようです。
出典：https://www.chutoku.co.jp/b_kanazawa/ｔｓ－２０００シリーズ販売終息のお知らせ/

Kenwood のホームページでは、まだ発表されておらず、現行発売品として扱われています。

1.9 MHz から 1200 MHz までオールインワンのリグは、他に IC-9100 ぐらいでしょうか。
(しかも、IC-9100 の 1200 MHz はオプション追加が必要で、技適から外れる)
それも有ってか 2000 年に発売されてから 18 年、後継機が出ることも無く、
超ロングセラー製品となりました。

そのため、新スプリアス規格に対応しているもの、していないものがあったり、
技適番号がいくつもあったりします。
送信終段トランジスタも、初期型はバイポーラトランジスタですが、途中から FET に
変更されており、リグ内部でのマイナーチェンジも行われているようです。

私もオールインワン機が欲しくて購入しました。
耳が悪いやら、音がこもって良くないやら、あまり良い評判は聞こえてきませんが、
私自身は結構気に入って使っていますので、これからも長く使い続けたいなと思います。

WSJT-X 1.9.0-rc2がリリース!!

タイトルのとおりですが、WSJT-X のホームページを見ていたら、
WSJT-X の Version 1.9.0-rc2 がリリースされているのを見つけました。

リリースノートを見ると、主な変更点は新たに FT8 DXpedition Mode が追加されたことのようです。
その他、細々した改良点もあるようで、性能改善に期待をしたいです。

早速ダウンロードし、インストールしてみました。

起動すると、開発版である旨のアラートが出ます。
無線機に繋いでの動作確認は、週末までお預けです。

ヘアピンマッチの計算 (備忘録)

プリアンプを作っているときに、何回か L マッチの計算をしました。

◆◆ Lマッチについて ◆◆

トロイダル・コア活用百科にも記載がありますが、ハイパス型だと、

$$Q=\sqrt{\frac{R_{2}}{R_{1}}-1}
\\X_{C}=R_{1}\cdot Q(\Omega)
\\X_{L}=\frac{R_{2}}{Q}(\Omega)$$となります。

なぜそうなるのかは、一度計算してみました。
高校1年の数学レベルで解けます。
虚数の計算と恒等式が解っていれば、計算自体はそんなに難しいものではありません。

◆◆ マッチング回路の計算 ◆◆

ここで、以前にヘアピンマッチの設計をしたことを思い出しました。
そのときは、アンテナインピーダンス $20\Omega$ を給電インピーダンス $50\Omega$に変換するものでした。

このハイパス型 L マッチを、
　$R_{ 1 }$ をアンテナインピーダンス
　$R_{ 2 }$ を給電インピーダンス
　$L$ をヘアピンスタブ
　$C$ をアンテナの容量性リアクタンス (共振長より短い状態)
と見立てると、ヘアピンマッチと同じ形になるので、計算式に当てはめて算出することができます。

$R_{ 1 }=20(\Omega)$, $R_{ 2 }=50(\Omega)$
とすれば、
$$Q=\sqrt{\frac{50}{20}-1}=1.225
\\X_{C}=20\times1.225=24.48(\Omega)
\\X_{L}=\frac{50}{1.225}=40.84(\Omega)$$となります。

これは、当時スミスチャート、イミッタンスチャートからはじき出して
「アンテナ側にX=-25Ωの容量性リアクタンスを付けておき(エレメントを
若干短くする)、並列にX=+約40Ωの誘導性リアクタンスを付ける
(ヘアピンスタブを付ける)と良さそうと言うことが分かりました。」
と書いた記事と一致しています。
当たり前のことでしょうが...

◆◆ 平行二線式伝送線路の特性インピーダンス ◆◆

次に、ヘアピンスタブの特性インピーダンスを求めます。
平行二線式伝送線路の間隔を $D(mm)$、導線の直径を $d(mm)$ とすると、
特性インピーダンス $Z_{O}(\Omega)$は、

$$Z_{O}=277\log_{10}{\frac{2D}{d}}(\Omega)$$から求められます。

例えば、間隔を $30mm$、導線の直径を $2mm$ とすると、特性インピーダンス $Z_{O}$ は、
$$Z_{O}=277\log_{10}{\frac{2\times30}{2}}=277\log_{10}{30}\approx409.16(\Omega)$$となります。

◆◆ 平行二線式伝送線路でのインピーダンス変換 ◆◆

ここで、長さ$l(m)$の平行二線式伝送線路の先に$Z_{Load}$のインピーダンスが接続されているとき、
反対側からみたインピーダンス$Z_{In}$は

$$Z_{In}=Z_{O}\frac{Z_{Load}+jZ_{O}\tan{\beta l}}{Z_{O}+jZ_{Load}\tan{\beta l}}$$ただし、$$\beta =\frac{2\pi}{\lambda}$$です。

◆◆ ヘアピンスタブでのインピーダンス ◆◆

ヘアピンスタブは、$Z_{Load}$の部分がショート ($0\Omega$) なので、$$Z_{In}=jZ_{O}\tan\beta l$$となります。
この $Z_{In}$が、上記で求めた $X_{L}$ です。
($X_{L}$ は誘導性リアクタンスなので、プラスの $j$ が付く)

周波数が 18.1MHz だとすると、波長$\lambda$は $16.575m$ なので、
よって、$$40 (\Omega)=409.16\cdot \tan{\frac{2\pi}{16.575}l}=409.16\cdot \tan{0.379l}
\\l=\frac{\tan^{-1}{\frac{40}{409.16}}}{0.379}=0.262m$$

※ここで計算する $\tan^{-1}{\frac{40}{409.16}}$ は、radian でなければなりません。
　Excel での計算では問題ないですが、電卓だと degree で算出されることもあるので注意
　最初計算が合わずに、はまってしまいました。

短縮率を 0.975 として掛けると、0.255m = 25.5cm となり、以前とほぼ等しい値が求まりました。

◆◆ 50Ωに変換するヘアピンマッチの長さの一般式は? ◆◆

以上の式をまとめると、こんな風になるのかな。
　アンテナインピーダンスを $R_{ 1 }(\Omega)$
　ヘアピンスタブの間隔を$D(mm)$
　ヘアピンスタブの線材の直径を $d(mm)$
　波長を $\lambda(m)$
　波長短縮率を $v$
とすると、ヘアピンスタブの長さ$l(m)$ は、
$$\Large{l=v\cdot \frac{\lambda}{2\pi}\cdot \tan^{-1}{\frac{\frac{50}{\sqrt{\frac{50}{R_{ 1 }}-1}}}{277\log_{10}{\frac{2D}{d}}}}}$$

久々の秋葉原

今日は仕事で東京へ行っており、夕方に少しだけ時間ができたので、
久しぶりに秋葉原に寄ってきました。

と言っても行けたのは、閉店間際の秋月電子だけ。
しかも、特に買うものを考えていなかったので、取りあえずこれだけ買いました。
先日プリアンプを作っていて、1個壊してしまったので、念のための補充です。

時間に余裕があまりなかったので、ウロウロできず、あまり楽しめませんでした。
19:00 過ぎの新幹線で関西に戻ってきました。

eQSLcc のログイン

私だけかもしれませんが、今月上旬あたりから eQSLcc にログインしたときの挙動が変わっています。

私は、このコールサインで 二つの eQSLcc のアカウント (自宅用 と 実家用) を持っています。

これまでは、ログイン直後に、二つのアカウントを選択する画面が出ていました。
しかし最近では、このアカウントを選択する画面が出ず、直接ホーム画面へ行くようになりました。

それだけだとまあ普通だと思うのですが、パソコンを使う環境によって、ログインされるアカウントが
変わってしまいます。

私のパソコンは iMac ですが、macOS と Windows 10 の両方を起動することができます。
macOS の Safari で eQSLcc にログインすると、必ず自宅用のアカウントで立ち上がります。

一方で、Windows 10 の Internet Explorer 11 で eQSLcc にログインすると、必ず実家用のアカウントになります。

Windows 10 の方は、Edge でログインしても、必ず実家用のアカウントです。
Cookie を削除したりしても、全く改善しません。

ログ管理など無線関係は、 Windows 10 メインで使っていますので、eQSLcc にログイン後にいちいち
マイアカウントからログインアカウントの変更を行う必要があり、面倒くさいです。

何とかならないものでしょうか。

小信号の定番FET

プリアンプを作るのに際して、別の FET を検討しようと秋月のホームページを
物色していたら、2SK882 の在庫が尽きかけているのを見つけました。
※2/12 の時点では、既に在庫切れになっています。

この 2SK882 は、かの有名な 2SK241 の 3 ピン SC-70 パッケージ (表面実装パッケージ) 版
ということで、2SK241 が入手難の現在、密かに人気のあった FET だったのかもしれません。

これを見て、無線やラジオ関係でよく使われていた「定番 FET」のことが、ふっと頭に浮かびました。

定番の FET と言って私が思いつくのは、2SK125、2SK192、2SK241 あたりでしょうか。
昔は、2SK19 や 3SK35 などでした。
現在では、2SK192A を除いてどれも入手が難しいか高価になっています。

2SK882 は、2SK241 の代替にということで夏ぐらいに少し入手しておいたのですが、
そのときはまだ秋月にも在庫数が相当数あったと記憶しています。
しかし、半年も経たない間に在庫が底を突いてしまいました。

2SK882 と同じく、2SK241 の表面実装パッケージ版である 2SK302 は、インターネットで調べると
松本無線でまだ手に入るようです。
しかし、こちらも時間の問題かもしれません。

2SK241 の互換品といわれる 2SK439 は aitendo でまだ売っているようですが、
1個 120 円と少々高値です。他店も軒並み 100 円以上するようです。

これらの FET は使い勝手が良く人気があるようなので、市場に出てきても
すぐに売り切れてしまうように思います。

一方、2SK125 は、まだ通販ショップでいくつか見かけます。
ただし、値段が上がっている傾向にあります。

秋月では、同等品の J310 で表面実装パッケージ版の MMBFJ310 を売っています。
こちらは 5 個で 100 円なので、まだ割とリーズナブルです。
表面実装部品の扱いが苦にならなければ、これは買いだと思います。
私も HF か 50 MHz のプリアンプに使えないかと、少し入手しておきました。

2SK192A は、以前入手が難しくなりつつあると書きましたが、今のところまだ大丈夫そうですね。
秋月でも お一人様 10 個までとの制限はありますが、在庫はまだまだ有りそうです。
どこからか調達もできているのかもしれません。

3SK35 は高価ながら販売している店はありますが、2SK19 はほとんど見かけません。
シルクハットのパッケージが好きでした。

2SK19, 2SK30, 2SC372/373/374, 2SC380, 2SC387, 2SC735, 2SC1000....
私が電子工作を始めた頃、シルクハットパッケージの部品をよく使っていました。

3SK241を使った144MHz帯用プリアンプの製作 の続き

先日作ったプリアンプですが、出力部分を複同調回路形式としたので、調整がちょっと難しかったです。

そこで、出力回路を共振回路１段に変更したものを作ってみました。
以下備忘録です。

◆バイアス回路◆

今回は電源電圧を 8 V にしてみました。

使用する 3SK241 は前回と同一ロットだと思われますので、ソース抵抗 62 Ω でドレイン電流 Id = 10 mA
としました。ゲート電圧も前回に準じています。

◆入力回路◆

前回作製した、試作品②からの変更はありません。

◆3SK241 の負荷抵抗◆

ドレイン - ソース間電圧 Vds が 約 7.4 V、Id が 10 mA、ピンチオフ領域が約 2 V (データシートの
特性グラフより) ですので、負荷抵抗は$$\frac{7.38 V-2 V}{10 mA}=538\varOmega$$としました。

◆出力回路◆

LC 共振回路の Q = 10 とし、L マッチ回路との組み合わせで回路を考えてみました。

負荷側のインピーダンスを 538 Ω、出力側のインピーダンスを 50 Ωとして計算すると、
共振回路の L と C はそれぞれ、0.0453 µH, 20.5 pF、出力の結合コンデンサは、
7.07 pF となりました。

ここで、144 MHz 用の FCZ コイル (相当品) は、インダクタンスが約 0.18 µH であり、
またちょうど中間にタップ (2 turn : 2 turn) があります。

中間タップから取ると、インダクタンスは約 0.045 µH となりますので、ピッタリです。
出力回路は、下図の形式としました。

念のため、シミュレーションでも確認しました。
ほぼ設計どおりの結果となっており、安心しました。

◆プリアンプ基板の作製◆

前回と同様に、ガラスエポキシの片面基板をエッチングしてプリント基板を作りました。
今回は銅箔面に、ソルダーレジストを塗布しました。

◆電源電圧の変更◆

でき上がったプリアンプをアンテナとリグに接続し、動作確認のためゴソゴソしていたら、
急に信号強度がガクンと下がりました。

これはおかしいと思い、回路内の各ポイントの電圧を測ろうとすると、三端子レギュレータが
異常に発熱しており、熱っちっちになっています。

すぐに電源供給を止め、3SK241 のドレイン - ソース間の抵抗を測ってみますと、
通々 (ほぼ 0 Ω) になっています。何らかの拍子に、ドレイン - ソース間の耐圧 BVds を
超え、破壊に到ったものと思われます。
今回は、入力保護ダイオード無しで行こうと思っていたのですが、これも裏目に出たのかも
しれません。

3SK241 の BVds は 13 V ですが、上記バイアス点と負荷抵抗から引いた負荷線から
求まるドレイン - ソース間の最大電圧は 12.76 V であり、本当にギリギリです。
壊れては元も子もないので、電源電圧を 7 V に下げ、過大入力が入らぬように
入出力に保護ダイオードを付けました。

最終的に、このような回路になりました。

◆調整、特性および使用感◆

調整はコイルのコアを回すだけです。

入力側コイルのコアを回すと、綺麗にピークが変化しますので、調整は容易です。
出力側コイルも、複同調回路のときよりも調整点が分かりやすくなりました。

調整後にスペアナで測ってみた結果は、こんな感じです。
複同調回路を止めたせいか、Q が低いような特性になっています。

TS-2000SX と 5 エレ八木に繋いで実際に信号を聞いてみたところ、ゲイン、S/N 感とも
前回作製のものと同等のように感じました。

また、TS-2000SX 内蔵のプリアンプとも比較してみましたが、かなりひいき目に見れば
今回作製したプリアンプの方が僅かにゲインが高く、ノイズの粒が僅かに細かいかなと
感じました。
ほとんど差が無いと言う方が正解かもしれませんが。

取りあえず、しばらくこれを使ってみたいと思っています。

2018/2/3～4のQSO

三週間ぶりに電波を出しました。
いつもの、50 MHz のデジタルモードです。

50 MHz も FT8 (50.313 MHz) が主流になってきていて、50.276 MHz の JT65 などの信号は
ほとんど聞かれなくなりました。

今朝 (2/4) 10:00 前頃、FT8 で 1 エリアの CQ をデコードしたので、コールしようとしたのですが、
運悪く京都コンテストが始まってしまい、強力な SSB の信号が被さってきて、微弱な FT8 の信号が
掻き消されてしまいました。残念です。

何とか JI3CJP, JH2SBB の両局は QSO できましたが、11:00 過ぎにまた強力な混信を受け始めたので、
興ざめしてリグとアンテナを撤収しました。

コンテストとかち合ってしまうと、50.313 MHz というのはよろしくないですね。
SSB でも混み合ってしまいそうな周波数です。
SSB のコンテスト周波数は、50.350 MHz 以上でも良さそうに思いますが、色々な意見があって
なかなか見直しは難しいのかもしれないので、しばらくは我慢するしかないのでしょう。
まあ、わたしもコンテストは好きな方なので...。

ということで、この週末は 3 QSO でした。